传统的电源设计方法过多地强调对输出电容的选择和布局，以满足严格的纹波和噪声要求。客户愿意为高性能部件花钱，但从目前来看，总是被忽略的输入电容对于降压转换器设计的成功来说更为重要。其高频特性和布局将决定设计是否成功。事实上，设计人员在选择和布局输出电容时有很大的自由度。即便是为了满足输出噪声要求，选择和布局输入电容也很重要。

输入电容的相关应力比输出电容要大，这主要表现在两个方面：输入电容会承受更高的电流变化率，其布局和选择对限制主开关电压应力以及限制进入系统的噪声至关重要；另外，其更高的均方根(RMS)电流应力和潜在的组件发热使得这种选择对整体可靠性而言尤为关键。

电流的快速变化率

应力的第一个方面是快速电流变化率，即dI/dT，其表现为所有内部或杂散电感的电压。这会给输入电容供电运行的开关或钳位二极管带来过电压应力，并将高频噪声辐射到系统中。

高侧降压开关关闭时电流为零，开启时为满负载电流。输入电容会承受一个从零到满负载的方波电流。现代MOSFET以及随后旁路电容中的电流上升时间，均为5ns数量级。这种快速的电流变化率(dI/dT)，乘以总杂散电感(L)，在降压开关上形成电压尖峰。另一方面，输出电容承受的电流波形，经输出扼流圈平流并受扼流圈峰至峰电流限制。一般而言，输出扼流圈纹波电流被设计限定到满负载电流的40%或更小电流。

就500kHz、10%占空比下运行的降压转换器而言，其意味着40%负载电流的上升时间为200ns。也就是说，5ns上升100%与200ns 上升40%相比，电流变化率高100 倍；就给定电感的电压而言，情况也是如此。对一些高占空比或低输出扼流圈纹波电流的设计来说，这种比率远不止100倍。

电容中的RMS电流

应力的第二个方面是RMS电流。该电流值平方后并乘以相关电容的等效串联电阻(ESR)后得出的结果，是热量。过热会缩短组件寿命，甚至引发灾难性的故障。

输 入电容的RMS电流，等于负载电流去乘(D*(1-D))的平方根，其中D为降压开关的占空比。就5V输入和1.2V 输出而言，D约为1/4，而RMS电流为43%输出电流。在同步整流的12V输入和1V输出情况下，D约为1/10，而RMS电流为输出电流的30%。另一方面，输出电容电流(锯齿形)的RMS电流，等于电感的峰至峰纹波电流除以√12。对于一种40%负载电流电感峰至峰纹波电流的降压设计来说，输出电容的RMS电流只是输出电流的12%，即比输入电容电流小 2.5倍。

电容电感和ESR

表面贴装陶瓷电容的一般封装尺寸从0603到1210(公制尺寸1608到3225)不等。通过 AVX 应用手册，我们知道电感一般大约为1nH。就一般2917(公制尺寸7343)封装尺寸的芯片型钽电容和电解质电容而言，电感约为4到7 nH。其中，导线尺寸起了很重要的作用。

1210封装尺寸、6.3V到16V额定电压陶瓷电容的ESR约为1到2 mΩ。芯片型钽电容具有一个50到150mΩ的典型ESR范围。这就决定了防止过热的最大允许RMS电流。尽管1210封装尺寸的陶瓷电容可应对3A RMS，但是最佳钽电容尺寸1210只能处理0.5 A的电流，而更大的2917尺寸则可以处理约1.7A的电流。最近，一种多阳极钽电容已开始供货，其电感和电阻降低了一半。

图1

设计考虑

设计实例(请参见图1)所示电路，是一个6A电流下 1.2V到12V输入电压的电路。它使用一个运行在300kHz的控制器(TPS40190)。用户优先考虑的，是低成本和简单的材料清单(BOM)。输入和输出电容的给定标准，为1210封装的22μF、16V陶瓷电容。这些电容可以处理3A RMS，并且发热最小。就输入电容而言，用户一般不关注电压纹波，而只关心电流是否过高。输入电压达到5V最小值，而且占空比为Vout/Vin或 0.25时，最坏情况发生。RMS电流为Iout×√(D× (1-D))或2.6 A。

图2

设计时，输出纹波电压定在20mV峰至峰(pp)以下。输出电感值选定为2.2μH，从而将峰至峰纹波电流限定为1.8A，也即满负载的30%。针对低ESR和电感输出电容的输出纹波电压(Vpp)为峰至峰电流(Ipp)除以输出电容(Cout)和2π以及开关频率(F)三者的乘积，即Vpp = Ipp/(2π×F×Cout)。假设一个Vout正常值 80%的电容占20%的容差，则需要三个电容。

图3

测试重点与讨论

峰值–峰值输入纹波电压约为200mV(参见 图3)，比输出纹波电压(参见图2)大10 倍。如果使用三个输入电容而非一个，则输入纹波电压仍然比输出纹波电压大3 倍以上。一些客户要求严格地将输入纹波电压控制在100mV以下，由于系统噪声问题，会要求使用三个输入电容。另外，相比近正弦波输出纹波，输入电压波形具有更多锯齿形。因此，其高频谐波更多。由于纹波要求一般以20MHz带宽测量设置作为标准，所以并不能看见全部的电容杂散电感影响。

主电源开关影响

使用一个470μF铝电解质电容替代22μF陶瓷输入电容后，图1所示Q4上的峰值电压应力会从26V增加到29V，正好低于其 30V额定值。另外，转换器的效率会从85.4%降至83.1%，这是因为额外的234mW输入电容ESR损耗。使用一个单22μF 陶瓷电容，但同时电源开关的距离增加0.5英寸(1.2厘米)，这时我们看到峰值开关电压出现相同上升，而效率并未下降。

在不同客户的类似 设计上，我们看到输出上存在巨大的噪声峰值(高达80mV)。贴近主开关添加一个22μF电容可消除这些峰值。

布局指南

图4 显示了一个接近最佳化的布局实例，其中，输入旁路电容C1和C2(均为 1206尺寸)桥接高侧Q1漏极和低侧Q2源(均为大金属漏极焊盘SO-8尺寸)。

图4

将低电感旁路电容邻近主降压电源开关(非同步转换器时为开关和钳位二极管) 放置非常关键，其目的是为了减少组件应力和高频噪声。表面贴装陶瓷电容最符合这种要求。相比输入电容，输出电容及其串联电感的确切位置并不那么重要。升压转换器中，输入和输出电容的作用相反，这是因为输出电容中输入电流和大开关电流的电感平流。